Il s’agit à présent de polariser l’étage de puissance et ensuite de concevoir l’alimentation générale de l’ampli.
Généralement on étudie l’étage de puissance en partant d’une tension voulue puis on adapte ensuite l’alimentation en fonction des éléments obtenues, préampli compris. Mais dans mon cas c’est différent car je souhaite utiliser un transformateur déjà dans mon stock qui de surcroît est un transformateur de récupération et modifier afin d'e’ tirer le meilleur parti que possible en vue justement de pouvoir alimenter un push-pull d’EL84/6bq5. J’ai donc pour ce faire déjà fait une pré étude du 369GX Hammond (voir l’article dédié) et j’ai aussi pour transfo de sortie un 125E Hammond.
Reprenons donc à partir de la droite de charge que nous avons déjà tracée du 369GX modifié.
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J’ai l’intention de monter l’ampli dans un ancien combo à transistors déjà pré équipé d’un châssis d’origine et d’un HP de 8 ohms (hp pouvant être changé plus tard). C’est un projet récupe rappelez vous !
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Le datasheet du 125E Hammond m’indique les impédances primaires possibles pour un hp de 8 ohms au secondaire comme étant de 6k8, 8k2, 11k6 et 12k8 d’anode à anode. Je recherche une puissance de sortie RMS entre 10 et 15W, avec l’espoir de réussir à obtenir 13W.
Pour l’étude de l’alimentation j’utilise le logiciel PSUDII.
Me servant donc des logiciels appropriés ainsi que de mon expérience j’en suis arrivé à ce compromis.
Le droite de charge d’abord :
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L’alimentation
Vue général :
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Détail au repos :
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Détail à plein régime :
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Détail courant secondaire du transfo au repos :
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Détail courant secondaire transfo à plein régime :
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Tout ceci demande quelques explications.
Pour commencer avec PSUDII les paramètres du transformateur ont été déduits dans le chapitre qui concerne l’étude du 369GX et de son passage de « center tap » à « parallel tap ». Pour ce qui est de la consommation au repos, les valeurs sont celles trouvées lors de l’étude générale du préampli ajoutez à cela les informations fournis par la droite de charge, c’est à dire (35mA x 2) pour ce qui est de la consommation d’anode et environs (4mA x 2) pour ce qui concerne la consommation des grilles écrans G2.
Suite à cela, j’ai adapté au mieux les valeurs des filtres RC afin d’obtenir le filtrage et les tensions au plus proche de ce qui est recherché. A savoir que dans un montage en push-pull le transfo de par ses deux enroulements primaires physiquement en opposition de phase auto annule la majeur partie des bruits de font de l’étage de puissance émit principalement au niveau des anodes.
Les plus attentifs auront remarqué que l’alim annonce un A+ au repos d’environs 297V alors que le Ua de la droite de charge est donné pour 284V.
Pour comprendre il faut noter que l’étage de puissance sera en cathode BIAS, la résistance de BIAS étant annoncée à 120k et nous la calculerons un peu plus loin. Les courbes en vert sur les caractéristiques d’anode (voir la droite de charge) vont de 0V, en partant du haut vers le bas, à -16V par pas de 2V, les quelles correspondent aux tensions de grille de commande G1. Au point de BIAS de 284V / 35mA donné sur la droite en classe A de couleur vert « turquoise » on peut lire une tension Ug1 de l’ordre des -10V. Cette tension est donc à déduire de A+ car l’anode voit A+ par rapport à sa cathode.
Ainsi
Ua = A+ - Uk = 296 – 10 = 287V
Mais il y a une erreur de 3V me diront certains !
C’est que le courant qui alimente les anodes de nos EL84 passe par ½ enroulement primaire du transfo de sortie correspondant ce qui entraîne une chute de tension.
La résistance DC mesurée sur le primaire du transfo de sortie 125E est de 155 ohms ce qui pour un demi enroulement nous donne une résistance de 77,5 ohms.
Je sais qu’au repos l’intensité consommée par l’anode d’une lampe est de 35mA.
Ainsi
DUa = 0,035 x 77,5 = 2,7V
Ua = 287 – 2,7 = 284,3V
CQFD
Sur le même principe B+ est donné pour un peu moins de 290V alors que Ug2 est donnée pour 280V car les grille écrans voit elles aussi la tension fournie par l'alimentation par rapport à la cathode. De plus cette tension sera probablement légèrement inférieure à cette valeur car nous ne l’avons pas encore soumise à l’existence potentielle de la résistance de grille écran qui d’expérience sera nécessaire pour protéger la grille écran de chacune des EL84 lors des piques de courant … mais nous aborderons cela plus loin. Mais vous constaterez que je suis parti d’une consommation légèrement supérieure afin d’anticiper la chute de tension …
Maintenant revenons à notre alim, il s’agit maintenant de comprendre comment déduire les consommations en courant de notre étage de puissance à plein régime.
Jetons tout d’abord un œil sur un datasheet concernant les EL84 et nous donnant un certains nombre d’informations concernant les consommations de nos lampes sous un régime relativement proche du notre.
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Nous allons nous intéresser principalement à la partie droite du tableau qui nous donne des valeurs pour une tension Ua et Ug2 = 300V.
On remarque d’abord une intensité d’anode au repos très proche de la notre. On voit aussi la consommation d’anode et de grille écran pour un signal de 10V RMS, le RMS est important car en fait ça correspond à des valeurs de pics de 10 x racine de 2 = 14V. Ce qui correspond à un signal qui sera déjà pas mal « saturé » par nos lampes.
Regardons, on nous donne :
Ia = 0.035A
Ig2 = 0.004A
Rk = 130 ohms
Afin de connaître la tension de BIAS laquelle correspond à la tension max admissible par la grille de commande avant que le lampe ne sature le signal en sortie, sachant qu’il y a deux lampes, il faut procéder ainsi :
Ug1 = ((2 x 0.036) + (2 x 0.004)) x 130 = (0.072 + 0.00
x 130 = 0.08 x 130 = 10.4V
14 – 10.4 = 3.6V
Notre signal sera donc « tronqué » en sortie de 3,6V ce qui engendrera de la saturation.
Nous avons donc bien largement atteint les limites dynamiques de la lampe.
Dans cette situation déjà extrême on nous donne pour consommation d’anode 46mA RMS pour chacune des deux lampes ainsi qu’une consommation de grille écran de 11mA RMS pour chacune des lampes.
Dans notre cas cela sera moindre car nos tensions globales sont légèrement inférieures de 17% environs.
Partant de ce constat j’en ai déduis les approximations suivantes :
Ig2max = 22 x 0.93 = 20.4mA
Iamax = 92 x 0.93 = 85.6mA
J’ai inclus ces valeurs dans ma simulation PSUDII au bout de 5s et la simulation m’a donné les éléments que vous pouvez voir sur les images ci-dessus.
A ce niveau, ce qui nous intéresse c’est ce qui se passe dans le secondaire du transfo d’alim.
Repartons de l’image suivante :
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Ce sont les pics de courant dans l’enroulement secondaire du transfo d‘alim.
On peut lire une valeur d’environs 410mA.
Maintenant il faut calculer la valeur RMS de cette consommation de la façons suivante :
Irms max = (0.410 x 0.7) / racine de 2 = 0.203A => 203mA
On peut faire de même pour l’ampli au repos en se basant sur l’image déjà présentée plus haut.
Irms = (0.350 x 0.7) / racine de 2 = 0.173A => 173mA
Nota : 0.7 est un facteur dû à la forme particulière du signal qu’on peut lire sur la simulation.
On peut dors et déjà en déduire la puissance du transfo idéal pour ce montage.
Lors de l’étude du transfo nous avions déduit un Résistance DC interne de 163 ohms qu’on peu voir sur la vue générale.
Ainsi
DU = 163 x 0.203 = 33V
Unom = 250 – 33 = 217V
Pnom = 217 x 0.203 = 44VA
Voici la droite de charge du transfo :
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Que nous dit cette droite dans son état actuel ?
Pnom = 225 x 0.153 = 34.425VA
On en déduit que notre transfo est de presque 10VA nominal inférieur à nos besoins idéalement.
Ce n’est pas très grave car on a vu lors des testes que même sous 60W de consommation il a tenu durant près d’une heure sans dommage. Ce ne sont donc pas 44VA de consommation par intermittence qui devraient poser problème.
On peut aussi calculer la puissance demandée au repos.
DU = 250 – (163 x 0.173) = 222V
P = 222 x 0.173 = 38.4VA
Pas de quoi s’affoler, d’autant que la simu nous montre un SAG de 10V au niveau de l’alimentation de l’ampli, rien de très conséquent d’autant que ce sag va jouer en notre faveur pour l’obtention d’une saturation un peu plus « vintage ».
Maintenant nous allons pouvoir tracer ces valeurs sur la droite de charge du transfo.
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Nous allons maintenant voir comment calculer la résistance de cathode, les résistances de grilles écrans ainsi que la puissance RMS de l’ampli.
Pour ce faire nous allons nous servir de la droite de charge.
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Pour le calcul de Rk :
PS : Rk est commune aux deux lampes
Rk = Ug1 / (Ia + Ig2) = 9,8V / (0.07 + 0.0075) = 126.45 Ohms
Sachant que sur ma droite de charge je sui légèrement sous biasé et qu’en cathode BIAS il n’est pas gênant de biaser chaud car durant le fonctionnement la droite a tendance à s’écraser un peu par l’action de l’intensité traversant la résistance de cathode. Ainsi une Rk de 120 ohms sera parfaite.
On peut s’amuser à calculer la puissance RMS potentiel du montage, je dis potentiel car un élément qu’on abordera bientôt va venir tronquer notre fonctionnement …
Pour ce faire il nous faut déterminer DUrms et DIrms.
La droite de classe B en mauve nous dit que Umax = 284V et que Umin = 40V
DUrms = (284 – 30 ) / racine de 2 = 179.6V
On lit aussi que Ia = 35mA et que Iamax = 130mA
DIrms = (130 – 35 ) / Racine de 2 = 67.2mA
Prms = Durms x DIrms = 179.6 x 0.0672 = 12W
Et voilà, mon Fellow 13 n’est déjà plus qu’un Fellow 12 … ha ha ha !
... la suite bientôt ...
